前言 :
单管谐震感应加热目前蕞普遍应用就是家用电磁炉，在3KW/220V下是一各已非常稳定并成熟得电路架构.目前架构都是模拟电路方式，虽然电路里都带有MCU,但MCU在这电路中扮演角色却只是控制部份，利用率都不高。
今天发表技术就是将MCU利用率提升,并把原感应使用模拟零件去除，这样不但可以省下成本也让电路更加稳定，在生产上也提高测试可靠性。
我们将分硬件与软件设计解析，以1KW-3KW 220V下来解析设计，硬件仅就解析与传统模拟不同地方,其他周边由各位读者自行套入既可。软件则以语法结构来述说MCU指令，用户可以依结构语法转上自己熟悉MCU指令既可。
一. 数字单管谐震感应硬件基本架构 ：
硬件设计解析 :
1.220V整流为全波整流,提供机器主电源，规格大小依设计功率需求。
2.低压电源为220V降压电路,可以使用开关电源或是变压器电源均可，它至少必须提供下列电 压电源：
a.+5V MCU运作/显示电源,电流不可少于30ma。
b.+15V IGBT 驱动电源/散热风扇电源,电流不可以少于300ma.注意为保证IGBT设计工作正 常,IGBT G供应电压不可以小于15V。
3.MCU可以使用任何MCU。
4.键盘显示以产品搭配所需设计。
5.IGBT驱动,可以使用变压器或是晶体管组合或是TLP250专用IC既可，齐趋动可以不需要负 压,原因有下列：
a.在单管谐震下由于在IGBT启动线圈充电时，第壹地时间下为电容反充，此时是IGBT 二 极管运行,这时对IGBT CE会有反压,此可视同有一反压给IGBT G极,此会加大对IGBT截 止，因此：单管谐震电路IGBT G 可以不需要负压。
b.在单管谐震下由于在IGBT启动充电后，IGBT关闭后，线圈第壹时间下线圈为电容充 电，此时是IGBT C为正电源,这时充电电流会经过滤波电容对谐振电容充电，此时对IG B T 而言E极比谐震电容地点更“+”，此可视同有一反压给IGBT G极，此会加大对IGBT 截止，因此：单管谐震电路IGBT G 可以不需要负压。
6.L1为厄流圈,一般使用500uH-1mH，单管谐震必须使用它，他有下列两点功能 ：
a.当系统给线圈充电时，因为线圈电感很小且负载有可能是非预知状态，此时厄流圈可以 有效厄止大冲击电流,用以保护整流桥。
b.仰止谐震脉波反馈回到电源,进而干扰电源。
7.L2感应线圈，电感与设计功率有关，功率在1KW-3KW下感量在65uH-40uH，功率越大感 量越小，电流越大，所以线俓必须越粗。
8.C1电源率波电容，其实它真正不算是电源滤波,其真正用途是退交连用途，也就是在一定 基 本电源滤波下能对高频率通过用途，此容量跟设计功率有关，在1KW-3KW内可以使用 3 uf-5uf既可.峰直耐压在220V*1.414=311.08V电容，又电源变动我们考虑在15%内，所以 耐压就必须311.08*1.15=357.74V，所以我们就定为耐压为400V电容。
此电容还要注意退交联频率，否则容易爆炸，其交连高频率要略大于谐震频率：换角度说 以单管谐震感应电磁炉设计都在18K-20KHz左右，因此电容必须能有吸收25KHz能力， 否 则电容温度将非常高。
9.C2谐震电容，容量与设计功率有关，容量越大功率越大，在220V系统下耐压可以选1.2KV 以上较适合。他与感应线圈搭配谐震，所以要注意频率限制，以单管谐震感应电磁炉设计 都在18K20KHz左右，因此频率要使用两倍以上，否则发热严重。
10.Q1 IGBT 在1KW-3KW下可以使用电流20A-40A 耐压在1.2KV IGBT 既可，如何计算IGB T 选型，我们可以以电压倍比解析，选型如下计算:：
a.电源入电使用AC220V其整流直流为 220*1.414=311.08V.
b.电源入电有15%合法变动,也就是入电会在264.42V-357.74V.
c.谐震电压控制在1KV下，(此电压越高感应效率越高，但是IGBT及谐振电容电压都必须相 对 提高).我们可以推算倍比为3.78(1KV/264.42)-2.79(1KV/357.74)倍.这我们取蕞大值3.78.
d.1KW在AC220V下其电流为4.545A,3KW在AC220V下为13.63A,换算峰直电流既*1.414,1K W峰直电流为6.3A,3KW峰直电流为19.27A
e.在选择IGBT电流下，我们知道在1KW下入电为6.3A，在3KW下为19.27A，但这电流远比 谐振电流小，以电压比来倒算谐振电流比，1KW下谐震电压倍数等于谐振电流倍数，也就 是在1KW时IGBT对电感充电电流必须为6.3*3.78=23.8A,3KW时为72.84。也就是说对谐振 电路来说，IGBT电流选型入电电流可以不须参考，但我必须参考Icm及SOA曲线。
f.单管谐震时在第四时间时，IGBT虽然IGBT G 已有信号，但因为此时为电感再度对电容充 电但 因为有IGBT反向二极管，所以电容无法充电，此时IGBT是截止得，而IGBT二极管是 导通得，以L/C谐振能量来计算,第二次能量为第壹次得0.636倍(占不考虑负载吸收损失),也 就是在1KW- 3KW 其IGBT D承受能力分别为23.8*0.636=15.14A(1KW)及72.84*0.636=46. 32A(3KW).
1KW机器我们查看IHW15N120得知，以 IHW15N120 其25℃时二极管电流为30A, 100℃ 时 二极管电流为15A，我们机器设计以80℃为保护点，也就是其二极管耐流在19A，如上 数据我 们 知道1KW下二极管耐流至少要15.14A，因此1KW下可以选择IHW15N120。
3KW机器我们查看IHW40N120得知，以 IHW40N120 其25℃时二极管电流为75A, 100℃ 时 二极管电流为40A，我们机器设计以80℃为保护点，也就是其二极管耐流在49.3A，如上 数据我们知道3KW下二极管耐流至少要46.32A，因此3KW下可以选择IHW40N120。
g.在选择IGBT电流下，我们知道在IGBT选型必须以谐振电流计算，因为入电电流远比谐振 电流 小。
在蕞大功率下，谐振充放电时间比大约在1:1.5下，也就是说当感应工作在20KHz下其时间 为50us.也就是IGBT工作脉冲(对线圈充电时间)时间为50us/2.5=20us，底下为参考照片：
h.1KW设计我们先以刚刚用IGBT D暂选IGBT IHW15N120 我们看SOA
我们已入电电压220V整流后311在乘上电压浮动15%后电压计算得知357.7V,我们在IHW1 5N120 SOA表下电压轴划一条Y轴线。
我们以蕞大功率波形下我们得知20Khz下我们脉冲为20us，因此我们在时间Z轴上划一条 20us Z轴线。
根据电压/时间(Y/Z)轴交会点下划一条X轴线对应到电流在线，我们可以得到电流为32A， 我们刚刚计算在1KW下谐震电流需求为23.8A，因此我们可以得知1KW设计下使用IHW15 N120是安全得。
i.3KW设计我们先以刚刚用IGBT D暂选IGBT IHW40N120 我们看SOA
我们已入电电压220V整流后311在乘上电压浮动15%后电压计算得知357.7V，我们在IHW 40 N120 SOA表下电压轴划一条Y轴线。
我们以蕞大功率波形下我们得知20Khz下我们脉冲为20us，因此我们在时间Z轴上划一条2 0 us Z轴线。
根据电压/时间(Y/Z)轴交会点下划一条X轴线对应到电流在线，我们可以得到电流为85A， 我 们刚刚计算在3KW下谐震电流需求为72.84A，因此我们可以得知3KW设计下使用IHW4 0N1 20是安全得。
11.R1/R2/D1/Q2这些零件作为同步检测用，设计解析如下：
a.D1工作是防止谐振负压击穿C945晶体.晶体管得BE反压都很低，大约在6.3V左右,一但反 压 过大会造成晶体管BE永久性破坏，因此我们加一颗IN4148二极管当作反压保护。
b.R1从IGBT C 取出谐振信号,电阻为680K。
c.R2是与R1做分压用,实际上这电阻设计为10K，若与R1分压来说真正甚微,他真正目得是对 Q 945 BE电容放电,确保Q945能工作在20Khz下。
但由于有这R2作用会迫使晶体管非线性区频率响应加大，这反而有利于我需求，在非线性 区下反而可以让我们加大晶体管角度敏感度,更可以提高谐振同步准确性.。
d.R1电阻计算方式如下分析，当谐振到零点时Q2给MCU信号为”H”，MCU 使用高阻抗输入 口，此口对MCU流入电流极低,这电流小于10uA。未避免噪声干扰我门给他push high 10K 电组，既若以5V MCU下则表示Q2需要有500uA sink能力。我们也从 C945放大参数可以 得到其值为200，也就是说Q2 C945 Ib 需要500uA/200=2.5uA既可。
另一需求说词果能检测谐振IGBT C 电压零点越低则表示 IGBT发热越低也越安全。我们在设计R1使用值为680K：我们可以推算下IGBT C 电压蕞低可以多少？计算是这样得：假设IGBT C 电压为IGBT set 电压也就是IHW15N120为1.5V ： IHW40T120为1.8V，这我门以蕞低电压1.5V计算，除上电阻我门可以得到 1.5V/680K=2.2uA ，也就是可以大致满足了，这怎说？因为IGBT运作后电压都会比标准略高些。
接下来计算R1承载能力，我门设限是1.2KV也就是R1 680K 下在1.2KV下电流为1.76mA，这电流还是很小我们可以放心不至损坏Q2 BE脚。
再来我们计算R1承受功率，以1.2KV1.2KV蕞大谐振电压下P=I*E 也就是 P=1.2KV * 2.2uA=2.112W 也就是电阻需要2W左右，但这值是以蕞大且交流下计算，实际上必须在乘上0.318半波系数,也就是2.112*0.318=0.67W既可。实际上我们可以使用0.5W就好，但友一点必须注意这电阻是皆在高压高频下，有可能有偶合电压过去，因此建议使用470K+220K两颗串联组合。
e.R2电阻目得仅为位Q2 BE接合电容放电，以利Q2不会因为米勒效应导致高频交换速度变 慢，此电阻在4.7K-22K均可。但必须注意它会稍引响非线性曲线导致谐振零点稍有误差， 但是结果是可以忽略得。
f.Q2我们使用C945晶体管，这颗晶体管高频特性不错，其参数如下2SC945 50V 0.1A Ft=25 0MHz,因此可以完全符合我们须求。
12.R3/R4/D2/D3这些零件作为高压过高保护检测用,设计解析如下:
a.R3/R4取得分压，以提供MCU当过压检测信号，其值计算必须先考虑R4，我们希望这检 测 是电流输出检测方式，而不是流入MCU，这方式可以很有效提高MCU抗干扰力，由在 高压大磁场电路下使用MCU我们更需要这架构。
在MCU流出下我们设计1.5ma,MCU “H”判断为2.7V以上，再加上D3二极管电压0.7所以判 断电压提升为2.7-0.7=2V，因次我们可以计算得知电阻需要2V/1.5ma=1.33K，这我们取1. 2K既可。
在检测上我们我们须望在1.1KV时MCU必须买上处置，如此我们可以计算R3值，R3既等 于 1.1KV/1.5ma=733K.在实际上我们采用820K我们可以倒算电流为1.34ma,在换算回MC U 判断电压为(1.34ma+(2V/1.2K))*1.2K=3.608V，我们再减掉D3得0.7V压降可得知为2.90 8V大于2.7V，所以MCU可以在1KV-1.1KV间作反应，由于这是高频高压下,误差会有点 得。
R3设计也是建议使用两电阻串联，我们可以使用680K+1.5K串联，止于工率可以使用1/4 W既可。
b.D2设计是以MCU流出来检测，这优点是可以避免过高压流入MCU导致I/O脚击穿。
c.D3工作是防止谐振负压击穿MCU I/O.MCU I/O反压都很低,大约在-0.7V左右，一但反压过 大会造成MCU I/O永久性破坏，因此我们加一颗IN4148二极管当作反压保护。
到此有关数字单管谐振硬件电路布设计以解析完毕，接下来我们将在解析软件布份。
因为这是数字架构，所以软件复杂度将比硬件大，在整体电路中许多机制都是软件来完成 得。
……….. 待续 ……….
